Реферат: Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах
Название: Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах Раздел: Рефераты по радиоэлектронике Тип: реферат | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
Цель работы – получение законченных аналитических выражений для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ). Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью. Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ приведены примеры расчета. 1 ВВЕДЕНИЕ Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений. Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ [1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ. Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов [2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3]. 2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.
Рисунок 2.1 Здесь СЗИ – емкость затвор-исход, СЗС – емкость затвор-сток, ССИ – емкость сток-исток, RВЫХ – сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, СВХ =.CЗИ +СЗС (1+SRЭ ), RЭ =RВЫХ RН /(RВЫХ +RН ), RН – сопротивление нагрузки каскада на ПТ, CВЫХ =ССИ +СЗС . 3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ 3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.1,б.
Рисунок 3.1 В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением: , (3.1) где ; (3.2) ; (3.3) ; (3.4) ; (3.5) ; - текущая круговая частота. При заданном уровне частотных искажений (3.6) верхняя частота fВ полосы пропускания каскада равна: , (3.7) где . Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения, определяется входной емкостью: . (3.8) Пример 3.1. Рассчитать fB , RC , CВХ каскада, приведенного на рисунке 3.1, при использовании транзистора КП907Б (СЗИ =20 пФ; СЗС =5 пФ; ССИ =12 пФ; RВЫХ =150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: RН =50 Ом; YB =0,9; K0 =4. Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ =20 Ом. Зная RВЫХ , RН и RЭ , из (3.3) определим: RС = 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С0 =17 пФ; =. Подставляя известные и YВ в (3.7), получим: fB =227 МГц. По формуле (3.8) найдем: СВХ =45 пФ. 3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.
Рисунок 3.2 Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением (3.1), в котором значения RЭ и С0 рассчитываются по формулам: ; (3.9) , (3.10) где СВХ – входная емкость нагружающего каскада. Значения fB и СВХ каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8). Пример 3.2. Рассчитать fB , RC , CВХ каскада, приведенного на рисунке 3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере 3.1) и условий: YB =0.9; K0 =4; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1. Решение. По известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ =20 Ом. Зная RЭ и RВЫХ , из (3.9) определим: RC =23 Ом. По (3.10) и (3.4) рассчитаем С0 =62 пФ; =. Подставляя известные и YB в (3.7), получим: fB =62 МГц. По формуле (3.8) найдем: СВХ =45 пФ. 3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.
Рисунок 3.3 Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [6]: , где ; (3.11) ; (3.12) ; СВХ – входная емкость каскада на ПТ. Значение fB входной цепи рассчитывается по формуле (3.7). Пример 3.3. Рассчитать K0 и fB входной цепи, приведенной на рисунке 3.3, при условиях : RГ =50 Ом; RЗ =1 МОм; YB =0,9; CВХ – из примера 3.1. Решение. По (3.11) найдем: K0 =1, по (3.12) определим: =. Подставляя и YB в (3.7), получим: fB =34,3 МГц. 4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 4.1,б.
Рисунок 4.1 Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]: , где K0 =SRЭ ; (4.1) ; ; ; ; ; . Значение , соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-частотной характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле: . (4.2) При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада равна: . (4.3) Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8). При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ , R0 и С0 принимаются равными: , (4.4) где СВХ – входная емкость оконечного каскада. Пример 4.1. Рассчитать fB , LC , RC , CВХ каскада, приведенного на рисунке 4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB =0,9; K0 =4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1. Решение. По известным K0 и S из (4.1) найдем: RЭ =20 Ом. Далее по (4.4) получим: RC =23 Ом; R0 = 150 Ом; C0 =62 пФ; =. Подставляя C0 , RC , R0 в (4.2), определим: LC опт =16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3) рассчитаем: fB =126 МГц. Из (3.8) найдем: CВХ =45 пФ. 5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙПринципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.
Рисунок 5.1 Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]: , где K0 =SRЭ /F; (5.1) ; (5.2) ; ; ; . Значение С1опт , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле: . (5.3) При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада равна: . (5.4) Входная емкость каскада определяется соотношением: . (5.5) При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ и С0 принимаются равными: , (5.6) где СВХ – входная емкость оконечного каскада. Пример 5.1. Рассчитать fB , R1 , С1 , СВХ каскада, приведенного на рисунке 5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB =0,9; K0 =4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1. Решение . По известным K0 , S, RЭ из (5.1), (5.2) найдем: F=7,5 ; R1 =32,5 Ом. Далее получим: С0 =62 пФ; =. Из (5.3) определим С1опт =288 пФ. Теперь по формуле (5.4) рассчитаем: fB =64,3 МГц. Из (5.5) найдем: СВХ =23,3 пФ. 6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИИз приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на рисунке 6.1.
Рисунок 6.1 Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением: , где ; (6.1) ; ; ; ; СВХ – входная емкость каскада на ПТ. Значение L3опт , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле: . (6.2) При заданном значении YB и расчете LЗопт по (6.2) верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна: . (6.3) Пример 6.1. Рассчитать fB , RЗ , LЗ входной цепи, приведенной на рисунке 6.1, при условиях: YB =0,9; RГ =50 Ом; СВХ – из примера 3.1; допустимое уменьшение К0 за счет введения корректирующей цепи – 2 раза. Решение . Из условия допустимого уменьшения К0 и соотношения (6.1) найдем: RЗ =50 Ом. Подставляя известные СВХ , RГ и RЗ в (6.2), получим: LЗопт =37,5 нГн. Далее определим: =; =. Подставляя найденные величины в (6.3), рассчитаем: fB =130 МГц. 7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рисунке 7.1.
Рисунок 7.1 При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента отражения ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [9]: . (7.1) Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения, обусловленное наличием CВЫХ , составляет величину: , (7.2) где – максимальное значение выходной мощности на частоте при условии равенства нулю СВЫХ ; – максимальное значение выходной мощности на частоте при наличии СВЫХ . Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при одновременном расчете элементов L1 , C1 по методике Фано [9] позволяет обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным CВЫХ и fB , значение максимальной величины модуля коэффициента отражения в полосе частот от нуля до fB . В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L1 , C1 , CВЫХ , рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент , определяющий величину ощущаемого сопротивления нагрузки RОЩ , относительно которого вычисляется [9]. Таблица 7.1
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам: (7.3) Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада, приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения, вносимые выходной цепью, определяются соотношением: . (7.4) Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением (3.2). Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при RН =50 Ом, fB =200 МГц. Определить RОЩ , уменьшение выходной мощности на частоте fB и уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и без нее. Решение. Найдем нормированное значение СВЫХ : = == 1,07. Ближайшее значение коэффициента в таблице 7.1 равно 1,056. Этому значению соответствуют: =1,5; =0,882; =0,215; =1,382. После денормирования по формулам (7.3) имеем: =35,1 нГн; =24 пФ; RОЩ =36,2 Ом. Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте fB , обусловленное наличием СВЫХ , составляет 2,14 раза, а при ее использовании - 1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью, определяется соотношением (3.7). Для условий примера 7.1 =. Подставляя в (3.7) известные и fB , получим: YB ==0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: YB = 0,977. 8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 8.1,б. [10].
Рисунок 8.1 Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот можно описать выражением [11, 12]: , (8.1) где K0 =SRЭ ; (8.2) ; ; ; ; – сопротивление сток-исток транзистора T1 ; ; ; ; ; – нормированные относительно и значения элементов , , , , ; =; ; – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; – входная емкость транзистора Т2 ; – выходная емкость транзистора T1 . В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов , , , вычисленные для ряда нормированных значений , при двух значениях допустимой неравномерности АЧХ . Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14]. Таблица 8.1
При известных значениях , , , , расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление . Нормирование значения по формуле: . Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к вычисленному табличного значения . Определение по таблице 8.1 соответствующих значений , , и их денормирование по формулам: ; ; . Вычисление значения : . При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной принимается равной нулю, принимается равным , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле (3.11). В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения , , , следует подставить в (8.1) и найти модуль . Реальная частотная характеристика может быть найдена после денормирования коэффициентов , , по формулам: ; ; . Пример 8.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилительного каскада, приведенного на рисунке 8.1, его и при использовании транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB =100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - дБ, =1 кОм. Решение. По известным , и найдем: = ==3,67. Из таблицы 8.1 для неравномерности АЧХ дБ и для ближайшего табличного значения нормированной величины , равного 3,5, имеем: =2,025, =0,785, =0,577. Денормируя , и , получим: =24,8 пФ; L2 =162 нГн; R3 =75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем: K0 =9,5. Вычитая из величину , определим: С1 = =7,8 пФ. Из (3.8) найдем: СВХ =72,5 пФ. 10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 9.1,б.
Рисунок 9.1 Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов, конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго порядка. Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот можно описать выражением [14]: , (9.1) где ; (9.2) ; ; ; ; ; ; RВЫХ1 – сопротивление сток-исток транзистора T1 ; СВХ2 – входная емкость транзистора T2 ; , , , , – нормированные относительно и значения элементов L1 , R2 , C3 , C4 , L5 , соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение CВЫХ1 равно нулю, а значение СВХ2 равно бесконечности; СВЫХ1 – выходная емкость транзистора T1 ; ; – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя. В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L1 , R2 , C3 , C4 , L5 , вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах дБ, при допустимом значении равном дБ и дБ, и при условии равенства нулю значения СВЫХ1 и бесконечности - значения СВХ2 . Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14]. Таблица 9.1
Для расчета нормированных значений элементов L1 , R2 , C3 , C4 , L5 , обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений СВЫХ1 и СВХ2 , следует воспользоваться формулами пересчета [14]: (9.3) где СВЫХ1Н , СВХ2Н – нормированные относительно RВЫХ1 и значния СВЫХ1 и СВХ2 . При известных значениях , RВЫХ1 , СВЫХ1 , СВХ2 , расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений СВЫХ1 и СВХ2 по формуле: СН =. Определение табличных значений элементов , , , , по заданному наклону и требуемой неравномерности АЧХ. Расчет L1 , R2 , C3 , C4 , L5 по формулам пересчета (9.3) и их денормирование. При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной СВЫХ1 принимается равной нулю, RВЫХ1 принимается равным RГ , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле: . (9.4) В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения , , , , следует подставить в (9.1) и найти модуль KU . Реальная частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования коэффициентов , , , , по формулам: ; ; ; ; . Пример 9.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на рисунке 9.1, его K0 и СВХ при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB =100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - дБ; наклон АЧХ - 0 дБ. Решение . Из таблицы 9.1 для неравномерности АЧХ + 0,5 дБ и наклона АЧХ, равного 0 дБ, имеем: =2,22; =1,11; =5,23; =3,69; =0,291. Нормированные значения СВЫХ1 и СВХ2 равны: СВЫХ1Н = ==1,6; СВХ2Н ==4,24. Подставляя найденные величины в (9.3), получим: L1 H =2,22; R2Н =1,11; С3Н =14,6; С4Н =0,587; L5Н =0,786. Денормируя полученные значения, определим: L1 ==530 нГн; R2 ==167 Ом; С3 ==154 пФ; С4 =6,2 пФ; L5 =187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K0 =11,86. Из (3.8) найдем: СВХ =84,3 пФ. ЛИТЕРАТУРА 1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996. 2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а, 1997. 3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997. 4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и связь, 1987. 5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23. 6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. – М.: Связь, 1977. 7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.- 1985.- Вып. 25. 8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных усилителей мощности с применением методов нелинейного программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. - Вып. 26. 9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Связь, 1978. 10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д. Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69. 11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980. 12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1988. - Вып. 27. 13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. - 1993. - №3. - С.60-63. 14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. - С.88-90. 15. Жаворонков В.И., Изгагин Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ с полосой пропускания МГц // Приборы и техника эксперимента. – 1972. - №3. - С.134-135. |